1 MV7000變頻器簡介
MV7000變頻器是科孚德機電公司的高性能中壓工程型變頻器，采用最新的IEGT（注入增強柵晶體管）功率開關元件和三電平中性點箝位（NPC）拓撲結構，其逆變橋的主要結構圖（1）所示：

圖（1）三電平逆變橋結構圖

MV7000變頻器的應用范圍非常廣，從船舶推進到永磁風力發電機；從鋼廠軋機到礦井提升機；從電廠風機到天然氣管道的高速壓縮機都是其主要的應用場合。因此為了滿足各種應用要求，變頻器的PWM調制技術必需具有非常高的適用性，能夠面對不同應用場合或同一應用場合不同的階段進行實時改變，從而保證系統具有非常高的調速性能。

眾所周知PWM調制技術主要面對兩方面的目標進行控制：第一為輸出電壓的控制，即逆變器輸出的脈沖序列在伏秒上與目標參考波形等效；第二為逆變器本身運行狀態的控制，包括直流電容的電壓平衡控制、輸出諧波控制、所有功率開關的輸出功率平衡控制、器件開關損耗控制等。因此根據以上兩個原則，MV7000變頻器開發了一系列的PWM調制方式，采用調制波和載波雙可變的技術，使得變頻器能夠完全適用于各類應用場合并且具有非常優越的調速性能。

MV7000變頻器PWM調制基本原則
MV7000變頻器的PWM調制技術能夠使逆變橋能夠滿足下列的基本原則：
 IEGT的結溫不超過100°C
 輸出的最大電流必須在安全運行區域（SOA）內
 交流電流中的諧波失真（THD）必須最低

圖（2）IEGT的SOA圖

2 PWM調制方式
MV7000變頻器的調制方式包括異步PWM調制方式和同步PWM調制方式，異步PWM調制方式采用波形PWM調制技術，而同步PWM調試方式采用優化的PWM調制技術。

2.1 異步PWM調制方式
異步PWM調制技術是基于標準的正弦波/三角波載波調制技術。該調制技術通過比較基本頻率的調制波與開關頻率的三角波而得到，IEGT的控制信號通過每次調制波與三角載波的交點而決定。
對于三電平的拓撲結構，調制波需要于兩個三角載波進行比較，而二電平調制只需要一個三角載波，見圖（3）：

圖（3）標準的正弦/三角波PWM調制圖

在正弦/三角波PWM調制方式下，無法對可用的直流母線電壓實現滿使用，電壓利用率低。實際上逆變器輸出電壓的有效值與方波調制技術相比低21.5%，如果考慮到最小開關時間，那么這個差距會更大，甚至可以達到30%，這個輸出電壓損失可以部分的通過提高調制深度使其大于1而得到補償，這意味著正弦調制電壓波的電壓幅值大于直流母線電壓值的一半，這種方式稱為過調調制技術，但是這種方式增加了輸出電壓中的諧波含量，使得輸出電壓THD變差。
因此可以通過把零序電壓信號加入到正弦電壓調制波中而不出現過調制的情況（見圖4）。即使在正弦電壓信號的幅值高于這個電壓限制值，零序電壓信號也可以迫使調制波幅值低于VDC/2，同時附加產生的諧波電壓也可抵消。應該注意到由于系統的對稱性在負載線電壓上是看不到這個零序電壓的，但實際上所有的零序分量諧波電壓都會出現在負載星形中點和直流母線中點之間。圖（4）顯示了這種調制技術，其中零序電壓采用三次諧波電壓：

圖（4）加入三次諧波的PWM調制圖

可以清楚得看到，最終的調制波形由正弦電壓參考波形和零序電壓波形組合而成，調制波的最大幅值不會超過直流母線電壓的一半。在該調制技術下，能夠使輸出電壓基波的幅值增加 波形系數達到2。零序電壓給正弦/三角波PWM調制技術帶來了更多的自由度，同時也使得下列的調制性能得到提高：

減少了開關損耗

改善了直流母線的平衡性能

在零序電壓注入調制技術中，逆變橋輸出的線電壓有效值由等式1確定：

等式（1）

　　 基于正弦/三角波PWM調制原理和零序電壓注入技術，下列一些PWM調制方式已經被運用于MV7000變頻器中：

2.1.1 平均損耗LSPWM調制方式
　　平均損耗LSPWM調制技術是基于正弦/三角波PWM調制技術，而其注入的零序電壓信號采用矩形脈沖信號，在開關頻率點的幅值為+/-0.5 pu。對于LSPWM調制方式，兩個三角載波之間有180相位差。

圖（5）平均損耗LSPWM調制方式

平均損耗LSPWM調制方式的優點在于：
 使直流母線中性點電壓平衡保持最佳
 在低頻的時候能夠獲得大電流，意味著在零速的時候可以獲得足夠高的轉矩
 開關損耗與常規的三次諧波注入PWM調制方式相比降低了50%
平均損耗LSPWM調制方式的局限性在于：
 該調制方式不能用于較高的調制深度，在實際使用中該調制方式只能用于調制深度低于0.4的基波調制波
 將會在電動機中產生較高的零序共模電壓，這將導致對電動機絕緣的非常嚴格的要求

2.1.2 中點電壓平衡NPSPWM調制方式
中點電壓平衡NPSPWM調制技術是基于正弦/三角波PWM調制技術，而其注入的零序電壓信號由幅值正比于1/4調制深度的三次諧波電壓和一定百分比的九次諧波電壓信號組合。

圖（6）中點電壓平衡NPSPWM調制方式

中點電壓平衡NPSPWM調制方式的優點在于：
 能夠使直流母線中點電壓的平衡最優化，實際上零序電壓是專門用于穩定中點電壓的。
 能夠優化電流THD性能
中點電壓平衡NPSPWM調制方式的局限性在于：
 開關損耗沒有最優化
 最大的輸出電壓是受限制的

2.1.3 非連續GDPWM調制方式
非連續GDPWM調制方式是基于正弦/三角波PWM調制技術，而其注入的零序電壓信號是通過計算而得到的，計算的原則就是使得在整個基波周期內，有兩段維持時間為60度的時間內其最終調制波的調制深度被夾箝在+1和-1上。

圖（7）非連續GDPWM調制方式

非連續GDPWM調制方式的優點在于：
 在兩個每段維持60度的非調制周期內沒有開關損耗，利用該特性可以使得某一相在最大峰值電流期間進入非調制階段從而使開關損耗最優化。
 最低的諧波電流頻率是開關頻率的1.5倍。
 與傳統的H3PWM調制技術相比，提高了在中性點箝位NPC結構中IEGTs之間的熱均衡性能。
 在調制深度最高點實現輸出性能的優化，因為它能避免電壓參數的非線性。
非連續GDPWM調制方式的局限性在于：
 對于低調制深度的應用，電流THD與傳統的H3PWM調制技術相比高30%
 在電動機上會產生較高的零序共模電壓，因此對于電動機的絕緣有更嚴格的要求
 對于直流母線中點電壓平衡無法實現最優化

2.1.4 其他異步PWM調制方式：
H3 PWM調制方式：零序電壓是基波的三次諧波，其幅值正比于調制深度的1/6。
THIP 1/4 PWM調制方式：與H3類似，但幅值正比于調制深度的1/4。
3LC PWM調制方式：對于低調制深度的調制波信號在兩段60度期間被夾箝在0 ，而對于較高調制深度的調制波信號，一段60度夾箝在0的信號被改變成夾箝在+1或-1。

2.2 同步PWM調制方式
在MV7000變頻器中使用的同步PWM調制方式稱為預計算優化PWM調制方式，是通過在預先確定的時刻實現特定開關的切換，從而產生預期的最優PWM控制，且能消除選定的低頻次諧波。
在實際應用中，通過確定N次的諧波頻率就可以計算出在0° 到90° 之間的開關角度，因此考慮到系統的對稱性，整個PWM脈沖序列就能被確定。在輸出電壓中只包含奇數次的諧波，并且由下面的公式決定：

等式（2）
的開關角度。
因此該方法具有N個自由度，其中一個用于決定基波，（N-1）個自由度用于消除（N-1）個指定的諧波。

表（1）預計算PWM調制方式消除的輸出電壓諧波

2.2.1 預計算PWM調制方式1
　　預計算PWM調制方式1只需計算一個開關角度用于決定基波的幅值，開關角度由以下公式計算而得：

等式（3）
其中M是調制深度
圖（8）顯示了在不同調制深度條件下由等式（3）計算而得到的開關角度：

圖（8）預計算PWM調制方式1開關角度

圖（9）預計算PWM調制方式1的輸出波形

2.2.2 預計算PWM調制方式2
預計算PWM調制方式2中一個開關角度用于決定基波的幅值，另一個開關角度用于消除5次電壓諧波，開關角度由以下等式方程組計算而得：
等式（3）
其中M是調制深度
該等式方程組屬于非線性超越方程，因此具有多重解，這些非線性等式可以通過離線的數值解法求解。
圖（10）顯示了在不同調制深度條件下由方程組求得的解：

圖（10）預計算PWM調制方式2開關角度

圖（11）預計算PWM調制方式2的輸出波形

2.2.3 預計算PWM調制方式3
　　預計算PWM調制方式3中一個開關角度用于決定基波的幅值，另外兩個開關角度用于消除5次和7次電壓諧波，開關角度由以下等式方程組計算而得：
等式（4）
其中M是調制深度
　　該等式方程組屬于非線性超越方程，因此具有多重解，這些非線性等式可以通過離線的數值解法求解。
圖（12）顯示了在不同調制深度條件下由方程組求得的解

圖（12）預計算PWM調制方式3開關角度

圖（13）預計算PWM調制方式3的輸出波形

預計算PWM調制技術的優點在于：
 在預計算PWM調制方式中，所有開關器件的動作都是預先知道的，因此與異步PWM調制技術相比可以很容易地計算開關損耗，從而使預計算PWM調制技術可以應用于高速電動機，因為在此應用中同步PWM調制技術中的開關損耗將作為主要考慮的因素。
 因為輸出波形接近與方波，所以逆變器輸出電壓的可用性很高。

2.3 不同PWM調制方式的應用域
根據不同PWM調制方式的特性，對于不同電動機速度和不同調制深度的操作運行點，可以使用不同的PWM調制方式，圖（14）就顯示了PWM調制方式不同的應用域；

圖（14）不同PWM調制方式的應用域

　　這其中應注意到在圖中從一種PWM調制方式轉換到另一種PWM調制方式的界限僅供參考。這個轉換過程在某些情況下受到實際應用電流需求的影響。

3 實際案例：

以下一些案例中，IEGT的額定電流值為1350A,額定電壓為4500V。由其組成的逆變橋功率為6MW ,輸出額定電壓為3300V。

表（2）低速電動機的PWM調制方式



表（3）正常速度電動機的PWM調制方式


表（4）高速電動機的PWM調制方式

表（5）AFE主動前端的PWM調制方式

4 結論

　　根據運行點的速度和電壓情況采用不同的PWM調制方式能夠確保變頻器具有很高的適用性和可靠性，這也是MV7000變頻器得到廣泛應用的主要原因。

作者簡介

章鈞（1974-）男 上海海事大學工程碩士，供職于科孚德機電（上海）有限公司，主要從事大功率變頻器應用推廣。

參考文獻：

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5.Entrainements electriques a vitesse variable – Volume 2 – Jean Bonal, Guy Seguier

6.《交流同步電機調速系統》-科學出版社-李崇堅 著

7. 《大容量多電平變換器-原理、控制、應用》-科學出版社-李永東,肖曦,高躍 編著

11.《高壓大功率交流變頻調速技術》-機械工 業出版社-張皓,續明進,楊梅 編著